Da li se isplati razvijati i praviti takvo napajanje?

http://www.ebay.com/itm/500W-2...m3d155ff020:g:pc0AAOSwdU1W9II7

Pa vidjet cemo dali se isplati , ovo sto ste vi dali link ni piblizno nije ono sta mi treba , od snage i struje pa do regulacije napona , pa cak i takva napajanja bi se isplatilo praviti jer bi ulazila u tu cjenu na neke kolicine ako bi se radila .

Ono sto meni treba je prema parametrima iz prvog posta .
Druga stvar je da cu se ujedno nauciti kako sve to radi .

Evo mogucnosti EE42/15 jezgra u fabrickim uslovima. Motanjem folijom nesto ce porasti snaga , ali definitivno ti treba vece jezgro.-
S tim da regulaciju napona mozes imati samo pravim PWM kontrolerom, od vulgaris TL494 citave serije SG3524-25-26 inovijim
Promjenu napona koristenjem IR2153 moze samo u PSM izvedbi-svodi se na kontrolu sirine impulsa-ali upotrijebljena dva polumosta.-
pOz

_{[Ovu poruku je menjao emiSAr dana 04.07.2017. u 15:19 GMT+1]}

Hvala

Ovo mi djeluje preko premalo za jezgru od 42x42x15 mm , od PC napajanja su otprilike 35x29x12 i sa njima prave napajanja od 400W a pri vecim frekvencijama i vise od toga .
Tu sam na forumu jednom naisao na podatak da pri 125 kHz ova jezgra daje oko 1.2 kW , odnosno oko 800W konstantne snage , pa me sada zacudio ovaj podatak , ta snaga bi bila na recimo oko 30 kHz prema tome sto sam ja procitao tu negdje , moram da potrazim .
Imali jos netko podatak o max snazi s tom jezgrom pri 100 kHz??

PC napajanja, iako forsirano hladjena stvarno isporucuju oko 50% deklarisane snage, i vjerovatno taj podatak mozes i na samom napajanju
pronaci. Trafo je definisan i dobro izveden kada se izjednace gubici u jezgru i gubici u namotajima. Kako su dimenzije jezgra konacne, a time i
tezina, gubici su definisani u kW/toni materijala (potrazi ds od materijala koji zelis upotrijebiti) a prozor u koji se mota namotaj je takodje
konacan, ne moze stati vise bakra, a gustina struje je takodje ogranicena-time se mora rukovoditi kod projektovanja, a uslovi koje si postavio su
rigorozni. 400VA je na 100 kHz i tu treba dobro paziti na debljinu provodnika kojim se mota zbog skin efekta.-
pOz

Ovo su podaci od jezgre , govorimo o jezgri 42/15/21 .
Ako gledamo da konstantno mozemo izvuci samo 50% od deklarirane snage onda je to zaista oko 400W , medjutim onda moram ici bar na jezgru od 49 mm ?

Ovdje imaju nekakvi podaci o snagama jezgre , N87 je priblizno isto sto je i ZN40 (PC40) : http://www.youspice.com/spice-...-magnetic-core-from-datasheet/

Prije svega me zanima koliko je onda stvarno moguce da se izvuce snage iz ove jezgre , te nacin racunanja transformatora za half bridge smps , odnosno kojim redom se krece kod razvoja smpa , dali s traficem ili s driverima i elektronikom a trafic zadnji ili ili ?
Kao sto sam rekao mozda ce biti glupih pitanja , ( Anstajn je rekao da ne postoje glupa pitanja ) , ali nadam se da to nece biti neki problem .

[img]http://imgur.com/a/FIaaZ[/img]

https://www.elitesecurity.org/t446664-SMPS-za-pojacalo
Ovu temu pazljivo procitati, obratiti paznju na postove @macolakg, manje vise svi potrebni podaci za proracun trafoa za HB, s tim da za promjenjljivi napon
treba koristiti pravi PWM kontroler. Sekundar se racuna na 50% ispune impulsa pa u sekundaru bude odokativno dva puta vise navojaka/V izlaznog napona.
Maksimalna sirina impulsa kod koristenja TL494(594) je 48% a 2% ostaje za tzv mrtvo vrijeme (deadth time) kada ni jedan poluprovodnik u HB
ne vodi da ne dodje do vertikalnog provodjenja i kratkog spoja napajanja prema mrezi.-
pOz

Prije svega da pitam kako se dodaju slike na ovom forumu ?

Prema podacima od jezgre , od proizvodjaca i prema izracunu s programom ExcellentIT izlazi mi da pri 125 kHz max snaga kroz jezgru je 993W , pri 100 kHz je 971W , pri 80kHz je 797W te pri 50 kHz izlazi da je 656W sto je cak i kod frekvencije od 35 kHz 558W , odnosno sasvim dovoljno za moje potrebe , imali netko iskustva s tim programom i koliko su tocni ti izracuni ?

Izracun na 125 kHz : http://imgur.com/a/Dkp5i

Drugo pitanje je : dali u half bridge sistemu rada moram imati zracni procjep , ja mislim da ne ako me logika sluzi , ali evo volio bi to i sluzbeno da cujem da budem 100% siguran , po mom znanju koliko ga ja imam oko smps zracni procjep se koristi samo za flyback i forward principe rada ?

Detaljno uputstvo za postavljanje slika:http://www.elitemadzone.org/t3...je-slika-na-forum-step-by-step

Evo nakon poprilicno prelistanih tema o smps s TL494 i SG3525 nekako mi se SG3525 cini kao bolja opcija za PWM .
I ako mi je to sve jos uvjek poprilicno nepoznato vec sam u glavi osmislio kako bi to trebalo da izgleda otprilike , i svidjela mi se opcija s PWM modulom gdje je PWM upravljanje slozeno na jedan mali modul koji se lemi vertikalno na glavnu plocicu , ponajvise radi manje potrebnog mjesta te mogucnosti da izvadim sam modul te ga prekontroliram dali je ispravan ili nije .

Volio bi jos cuti jos po neki savjet vezano za TL494 ili SG3525 , te iskustva u radu sa njima ?
Imli netko podatak koliko se krece efikasnost takvih SMPS i power faktor ?

Evo za pocetak gruba verzija smps sa SG3525 cipom ,. trenutno jos uvjek u fazi crtanja sheme , ima tu jos rada ali volio bi ako netko s iskustvom moze da kaze dali je osnova OK , zelim da imam kontrolu napona na sekundaru , opcija softstarta je rjesena s ovim kondicem na SS pinu , i vidio sam negdje da se koristi taj pin takodjer za mjerenje struje na primaru transformatora , volio bi znati kako se rjesava taj dio te koliko je uopce potreban na ovim smps ?

SG ni u snu direktno ne moze pobudjivati HB, ma kakvi MOSFETI ili SIC bili u igri, naponski sift gornjeg tranzistora je neophodan, Ostvaruje se ili trafoom
(pobudnim trafoom) ili nekim mosfet driverom sa naponskim siftom. u topovanoj temi ima objasnjenje.- Kad se to razrjesi, ide se na regulaciju izlaznog napona.-
Prilazem semu jednog kvazirezonantnog ispravljaca-koristen je SG sinhronizovan kvarcnim oscilatorom-vidi kako je rjesena pobuda IGBT-ova-izolovano od samog SG kola.-
pOz

_{[Ovu poruku je menjao emiSAr dana 10.07.2017. u 20:29 GMT+1]}

Najbolje da se uzme neka proverena shema i PCB ako ide uz nju, Macola je postavio negde shemu za PSM 1kW, pogledaj to.

Kod SMPS nema nasumice nagadjanja sta i kako treba da se odradi, mora da se poznaje ta tehnika da bi sam mogao da sklopis shemu u suprotnom bolje uzmi neku proverenu, mnogo je slozena ta tehnika ...

Takodje pogledaj iz ove teme sta ti treba od opreme za razvoj SMPS-ova:
http://www.elitesecurity.org/p3767063

Imas i LLC varijantu, integrisane skroz, sve u jednom IC za 400-500W pretvarac.
To ti je mozda mnogo zgodnije jer ne moras da brines o drajverima i tranzistorima koje vidim da te malo muče :)
Za FSFR2100 LLC imas na mom GitHub kompletan projekat za 200W, taj IC sa hladjenjem ide po DS do 450W.
Dodatno postoje od firme Power Integration po istom principu IC za preko 500W LLC.
Ovi IC mogu da odrade to sto tebi treba, malo oko izlaznog napona bude manja granica/opseg ali ako ti je stabilan ulazni napon iz mreze moze i to da se resi.
Kalkulaciju za trafo radis u posebnim programima koji idu uz ove IC.

Jedino sto nam nisi rekao kakvog je tipa opterecenje za ovaj SMPS, sta su potrosaci?

LLC je veoma efikasan, posebno sa ovim IC gde je sve interno optimizovano za rad, ta primarna strana nije problem, ono sto ce se najvise grejati su diode u sekundaru, 20A je ozbiljna struja, treba ohladiti te diode ili upotrebiti sinhrone ispravljace sa MOS-FET koji to rade sa drasticno manje gubitaka.

emiSAr , mozeli pojasnjenje zasto SG ne moze poterivati FET direktno ako je u data prikazano da moze ?
mikikg , potrosac je omski , radi se o otporu od 1.3 ohma +/- 10% .
Koliko vidim FSFR2100 radi isto u Half bridge sistemu rada poput SG3525 osim sto je u njega integriran i izlazni stepen s FET , medjutim volio bi imati odvojen pwm dio od izlaznih FETova , ima vise razloga ali jedan je i da mogu da prema potrebi izmjenim FET i stavim neki drugi koji mi odgovara .

Sto se tice samoga dizajna smps nema potrebe da se komplicira jer jednostavno ne koristi se za neke posebne ili specijalne namjene , ono sto treba je da bude stabilan u radu i da ima dobar rok trajanja bez da crkava stalno te da mogu da pomocu potenciometra reguliram sekundarni napon , vec sam nasao hrpu shema , dobio hrpu savjeta ali kazem opet ne trebam komplicirati sam sebi zivot kada nema svrhe .

Maksimalni napon napajanja kola SG352X je reda 35V. Pobuda gornjeg mosfet-a-koja mora biti izmedju gejta i sorsa, sors "pliva" u odnosu na GND na naponu reda 160V-polovini napona napajanja HB, bar na crtezu koji je prilozen. Na svim naponima napajanja koji su visi od napona napajanja kontrolera SG352X,
Pobuda izlaznih prekidackih elemenata mora biti izolovana, odnosno imati naponski sift koji ce omoguciti pravilnu pobudu+pride ta pobuda mora imati i
odredjenu snagu-strujni kapacitet da pravilno pobudi prekidacki element. U slucaju MOSFET-a, da pravilno napuni ulazni kapacitet i sposobnost da
taj kapacitet na vrijeme isprazni da ne dodje do vertikalnog provodjenja-kratkog spoja.-

U cijem DS-u je nacrtano da moze pobudjivati HB i na kojem naponu?

pOz

https://www.onsemi.com/pub/Collateral/SG3525A-D.PDF

Na strani broj 7 shematski je nacrtano da moze direktno da tera power FET , prema podacima izlazna struja je max 500mA sto bi trebalo da bude i vise nego dovoljno za terati vecinu FET , doduse na shemi nisu stvarni fetovi , njih cu da odaberem prema potrebi naspram ostatka sheme , vecina danasnjih fetova ima Vgate od 4V te max 30V , sto je opet ako pogledmao shemu cipa unutar mogucnosti istog da to pokrene , posto on u sebi ima na izlazu max polovinu napona napajanja cipa , u mom slucaju recimo 18V je napajanje , znaci samim time bi imao 9V na izlazima te max 500 mA po kanalu ?

Ono sto nisam skuzio , ali evo da pokusam da objasnim pa da vidimo dali je to ono sto ste htjeli da kazete , problem nije sama pobuda FET vec razlika potencijala na HB te na samo PWM cipu sto predstavlja problem kod upravljanja sa samim FET te predstavlja veliku mogucnost da zezne PWM driver i da unisti ostatak smps ?

Ako mislis na Figure 12, da moze tako da tera dva MOS-FET ali samo u PUSH-PULL varijanti (topologiji), HALF-BRIDGE mora po principu Figure 13, gornji MOS-FET je problem, ili tako sa drajverskim transformatorom ili preko "pravog" drajvera, npr IR2110 i slicni, oni imaju specificno kolo "bootstrap" koje sluzi da se napravi napon IZNAD napona HV mosta jer samo tako mozes da pokrenes gornji tranzistor.

Npr, recimo da ti je HV napon mosta 300V, kada hoces da dovedes na izlaz taj napon, gornji MOS-FET tj njegov Gate mora da bude tipicno za 10-ak Volti vise o Source tacke, dakle treba ti 310V na Gate (referencirano prema GND), to ne mozes bez bootstrap kola da dobijes. Drugo resenje su "izolovani drajveri" koji rade po malo drugacijem principu ali zahtevaju onda dodatno izolovano/lebdece napajanje 12V da bi mogao da dodjes na istu stvar.

Drajveri su kljucna stvar kod SMPS, oni igraju mnogo bitnu ulogu ...

_{[Ovu poruku je menjao mikikg dana 13.07.2017. u 23:47 GMT+1]}

Ok , danas sa, kupio IR2110 pa cu ga dodati u shemu , od FET imam IRF450 i 12N90Z , za half bridge mislim da bi 450 bila ok jer je za napon do 500V , dok 12N90Z bi koristio za flyback verziju jednog smps?

Imali kakav provjeren kalkulator za izracun transformatora ili sve ide na rucno ?
Sto se onih kondenzatora od 1 uF tice , imali to nekakva forumula po kojoj se to izracunava ili ide onako otprilike pa dok ne dodjes do rjesenja , znam da ovisno o kapacitetu i frekvenciji ovisi i struja kroz kondenzator , ako ima formula za izracun volio bi da ju napisete ovdje ?

Evo dodao sam IR2110 u shemu , trebam malu pomoc oko izracuna kondenzatora C8 , te me interesira na FET Q1 i Q2 , dali mi je potrebno stavljati snubber ili povratnu diodu na svaki od njih , posto sam vidio puno razlicitih rjesenja , neki koriste RC snuber a neki diodu , a ima i poprilicno onih koji ne koriste nista ?

Ispricavam se na mozda glupim pitanjima , ali bi zaista volio da naucim i shvatim kako se to sve radi a posto sam poprilican dio budzeta potrosio na flyback verziju koja nikako da radi stabilno malo sam ogranicen na ovoj Half bridge verziji , pa si nemogu bas priustiti da spalim punu kantu djelova (opet ).

Ako se vratis na topovanu temu naci ces i ovaj link:https://www.powerstream.com/Wire_Size.htm koji kaze da maksimalna debljina zice za 125kHz moze
biti 0,36mm (potreban presjek se pravi upredanjem vise zica radi strujnog opterecenja.
Pomenuti IRFP240 ne zadovoljavaju naponski t-treba ici na 400-500V fetove (IRFP450 ili jos bolje IRFP460).
Vecina fetova ima body diode.-
U HB primar trafoa je na polovini ispravljenog mreznog napona 230x1,41:2 priblizno 160V DC pa kalkulaciju uradi za taj napon.
Inace, kao i za mrezne trafoe i za SMPS trafoe vazi obrazac V/N=4,04 x F x B x S gdje je faktor 4,04 za cetvrtasti oblik signala H SW SMPS
pretvaraca (za sinusni oblik je 4,44) F=frekvencija u Hz; B=maksimalna promjena indukcije u T (Tesla) a S je korisna povrsina srednjeg stuba upotrijebljenog
jezgra u metrima kvadratnim. Upotrebom drugih mjernih jedinica obrazac izgleda malo drugacije, i faktor oblika signala moze se zaokruziti na 4.-
pOz

_{[Ovu poruku je menjao emiSAr dana 22.07.2017. u 06:50 GMT+1]}

emiSAr , meni po proracunu onog ruskog programa za HB izadje da na primaru trebam imati 11 namota (0.425 x 8 kom ) za frekvenciju od 58 kHz , dok s ovom tvojom formulom to mi izadje oko 20 namota , pa me to malo buni .
Ako idem s frekvencijom od 58 kHz , gdje mi je B = 0.19 T ( prema izracunu od tog programa ) te korisna povrsino jezgre je 182 mm2 , odnosno 0.000182 m2 , dolazim do toga da trebam imati 8V po namotu , odnosno ako podjelim 160V na 8 to je 20 zavoja na primaru?
Takodjer mi se razlikuje broj namota na sekundaru , jer ako uzmemo da je omjer transformacije Vp/Vs (Vp - napon primara / Vs - napon sekundara ) , odnosno 160V / 24V , to je omjer 6.66 , tada mi izlazi da bi broj namota na sekundaru trebao da bude 6.66 puta manji , odnosno 3 namota , ili ako idem na 2 pina + centralni , tada 3+3 namota , dok meni na tom programu pokazuje 5 namota , odnosno 5+5 ?
Takodjer bi bilo super ako mozete napisati kako se racuna max struja kroz namot , te debljina zice za tu struju ?

Namjerno pomenuh mjerne jedinice, kalkulatori znaju biti uradjeni koristenjem razlicitih mjernih jedinica na koje treba paziti kod izracuna.-
Vec sam pominjao da gustina struje u namotajima nebi smjela za kontinuiran rad prelaziti 5A/mm kvadratni (duplo vise od mreznog trafoa), a najbolje
da se krece oko 4-4,5A/mm kv.- U pojedinim slucajevima, kod impulsnog rada dozvoljena je gustina je dopustena i do 15A/mm kv, kod kratkih namotaja.-
Uzimajuci u obzir skin egekat-visa frekvencija -tanja zica, za potrebno strujno opterecenje broj zica se uvecava na potrebaqn presjek, ne mnozi se debljina zice nego presjek.-
pOz

Ok , skuzio sam zbog cega je razlika , zbog struje po mm2 .
Dobijem sljedece ako uzmem podatke s ruskoga programa :

Imm2 = 7A
Vin = 160V (1/2 od 320V posto je HB )
Frekvencija = 56000 Hz (56 kHz )
B = 0.19T ( kako se tocno izracunava B ? )
S = korisni presjek jezgre u m2
Vn =pad napona po zavoju na primaru
N = Vin /Vn (broj namota primara )

Vn = Imm2 x F x B x S
Vn = 7 x 56000 x 0.19 x 0.000182
Vn = 13.55 V

Prema ovome imamo pad napona od 13.55V po namotu .

N = 160 / 13.55
N = 11.8 (11.8 namota , odnosno 12 namota ? )

Sada prema ovome ide izracun omjera transformacije ?

Omjer transformacije = Vin / Vout , 160 / 24 = 6.66

Ako nam je broj namota primara 12 onda prema tome izlazi da na sekundaru treba da imam 12/6.66 = 1.8 namota , odnosno 2 namota ? ( zbog cega onda tamo pokazuje 5 namota ??? )
Naravno ako se ide s 4A po mm2 da ce biti oko 20 namota na primaru , medjutim hocu da shvatim taj omjer transformacije , pretpostavljam da zbog struje imam odredjeni pad napona na sekundaru pa zbog toga moram imati i veci broj namota na sekundaru , dali za to postoji formula kako se izracunava ( pretpostavljam da ima ) ?

I u najbolje izvedenom trafou-bilo mreznom ili SMPS postoje gubici transformacije. Kod dobro izvedenog trafoa ti gubici su oko 8% (za toliko se uvecava broj navojaka sekundara)
Imas pogresan pristup SMPS regulisanom pretvaracu -HB ili bilo koja druga topologija.
Broj navojaka sekundara ne izracunava se preko omjera transformacije nego prema procentu ispone impulsa u najcesce koristenom radu. Vec sam ranije napisao
da je indukovani napon u sekundaru aproksimativno 50% pada napona po navojku u primaru-da bi kod opterecenja kontroler koji se koristi imao
posla da sta regulise.
Kod neregulisanog, opisanog u topovanoj temi sa IR2153 ili slicnim kolom, sekundarni indukovani napon je manji za 8-12%, zavisi od nacina motanja trafoa,
ucesljavanja namotaja, a kod regulisanih je priblizno 50% indukovanog napona u primaru po jednom navojku.-
______________
Uzimam banalan primjer ATX trafoa-skoro svi, nezavisno od frekvencije imaju 40 Navojaka u primaru.
Sekundar (polovina) ima 4+3 navojka -ukupno 7 za 12V.
Ako ATX trafo nepremotan iskoristimo u neregulisanom pretvaracu-primjer iz topovane teme-napon na sekundaru bi teoretski i kako ti racunas bio 28V.
U stvarnosti se dobije izmedju 25 i 26V zbog gubitka transformacije.-
____________
U H SW (hardth switch) pretvaracima obavezno je koristenje storage namotaja (ono zutobjelo jezgro u ATX) koje je samo za sebe jedan buck pretvarac u sadejstvu
sa ispravljackim diodama i samim ATX trafoom-dodatno u pauzama impulsa pune izlazne elektrolite-smanjujuci izlazni ripl.-

U topovanoj temi ima, posebno od @macolakg postavljenih linkova ka korisnoj literaturi, a @Papak 01 je postavio i proracun storage zavojnice.
Temu treba dobro procesljati i skinuti linkovanu literaturu- ima se mnogo nauciti.-
pOz

Danas sam sklopio smps , i uvidio za pocetak dva problema , prvi je da mi napajanje SG3525 preko otpornika od 100k nije moguce , ne znam zbog cega , odnosno koliko je potrosnja SG3525 i IR2110 kada rade ali preko otpornika od 100 k imam svega 2V na kondenzatoru , to ce mi praviti problem kod starta dok trafo nepocne da daje odredjeu struju , ono sto zelim da izbjegnem je da dodajem jedan mali transformator od 5VA kako bi imao napajanje od 16V sto sam vidio da masovno rade kod samoizrade , imali netko podatak kolika je struja potrebna kako bi to radilo ok ?
Sljedeci problem je da sam umjesto transformatora spojio zarulju (sijalicu) i da kad spojim vanjsko napajanje na PWM modul (SG3525+IR2110) cjeli sklop radi ok prema prvim mjerenjima medjutim dosta mi se griju FET i ako je struja kroz njih svega 270 mA , ugriju se na nekih 45 stepeni otprilike , dali je to previse ?
Frekvencija je oko 50 kHz , odnosno na izlazima oko 25 kHz , koristim RT 2.2k , RD 100R i CT 10nF , pokusao sam da zamjenim CT na 3.3nF te RD na 330R , tada bi imao oko 60 kHz na izlazu , medjutim tada mi uopce nema oscilacija na SG3525 , nisam vidio da ima nekakva prepreka kod koristenja RT , RD i CT , odnosno da imaju max vrednosti s kojima se smije ici ?

Nakon sto rjesim ove probleme ostaje mi da namotam transformator i da sev skupa probam u radu , nadam se da ce biti uspjesno testiranje .
Uskoro stavim koju sliku i shemu .

Za regulisani ispravljac ugledaj se na ATX napajanja-napajanje kontrolera i komandne elektronike mali flyback snage reda 15-tak VA.
Predvidio si da napon na izlazu uvijek bude iznad 15V. Umjesto 100K, za napajanje pokusaj sa 27k/5W a za napajanje kontrolera, izlazni napon
linearnim ili SW regulatorom svedi na 15V.
--------------
Stara AT napajanja, doduse uradjena sa BJT rad su pocinjala kao samooscilujuca dok napon napajanja kontrolera ne dostigne potrebnu vrijednost-
iznad 9-10V kad su preuzimali kontrolu, ali izlazni naponi su fiksni.-
pOz

Sada mi nije jasno podigao sam frekvenciju na 80 kHz i izgorili mi tranzistori , IR2110 , te SG3525 , moram to sve ostaviti na par dana da mi se mozak skulira , negdje masim ali ne mogu skuziti gdje , signal je savrsen i ima dovoljno vremena za zatvaranje FETova .
Kroz par minuta stavit cu shemu s vrednostima , jedino si mislim dali je moguce da IR2110 novi nije bio ok jer mi se on danas grijao i kad nije bio spojen na FETove , a sada je on prvi opalio pa onda iza njega ostalo ?

Postavi semu sa tacnim vrijednostima elemenata.
za jednom izracunati trafo frekvencija je fiksna- ne moze se po zelji mijenjati-inace se dogodi to sto se dogodilo.-
pOz

Nisam spajao trafo na primarnom djelu vec sam umjesto trafica stavio zarulju od 60W , pa me to jos vise cudi .

Za pocetak, dioda D2 1N4007, iako je posebnom tehnikom radjena u odnosu na ostatak 1N40xx serije-brza je - m o r a - biti brza dioda, a i
kondenzator C8 47uF moze biti manji, cak i blok, jer treba da pobudi gornji FET-da napuni njegov ulazni kapacitet koji je reda par do maksimalno
6 nF za posebno "teske" Fetove. Taj kondenzator se puni u trenutku vodjenja donjeg feta i to u jednom impulsu-da li se 47uF moze napuniti
u jednom impulsu?. Ponovo IRFP240, moraju biti fetovi za minimalno 400V.- Mozda su, ako su isti ugradjeni zato "odapeli"?
Napamet ne znam kolika je struja pobude koju IR2110 moze dati i apsorbovati kod gasenja fetova.-
Dobro provjeri napajanje SG i IR kola, treba dati dovoljno struje koja posebno kod pobude fetova moze biti znatna.-

pOz

emiSAr , hvala na odgovoru .

Promjenit cu D2 u uF4007 , i ako ne vidim zbog cega mora biti brza dioda kad propusta istosmjernu struju , moze li pojasnjenje ?
Nisam siguran dali ste napisali ispravno , na novoj shemi koju sam zadnju stavio post prije vaseg odgovra C8 je kondenzator filmpoliester od 1uF400V , pretpostavljam da ste zeljeli da napisete za C16 ili C17 gdje se radi o kondenzatorima na IR2110 , i sam sam trazio kako izracunati tu vrednost ali nisam pronasao i nije mi bilo jasno zbog cega trebaju biti tako velike vrednosti ali sam po nekim forumima vidio da oni preporucuju od 22uF do 47 uF pa ajde reko stavim od 47uF , ja takodjer imam 100nF i prema ovom sto ste vi napisali to ce biti i vise nego dovoljno za tu svrhu ?
Sto se FET tice , to je greska , zaboravio sam da izmjenim , radi se o IRFP450 koji su 550V 14A.
Max struja koju IR2110 moze gurati je 2A po kanalu , fetovi nebi smjeli gutati vise od 1A po kanalu , cak niti toliko , ono sto je mene bunilo jeste zasto mi se IR2110 grijao i kad nije bio spojen an FET sto mislim da nikako nebi smjelo da se desava ?

Bootstrap, C16 kondenzator. Kroz diodu D2 se isti puni jednosmjernim naponom u ritmu-frekvenciji otvaranja donjeg-LO- mosfeta.-
pOz

emiSAr , mozeli pojasnjenje sta se desava ako je prevelik C16 , odnosno kako to djeluje na fet i ostali dio elektronike ?

Samo onda , kada je srednja tacka izmedju fetova na masi-vodi donji fet puni se C16. Ako izvor koji ga puni ne moze isporuciti dovoljno struje, isti se ne moze
dovoljno napuniti, da kada je aktivan HI driver, prema gornjem fetu izmedju njegovog sorsa i gejta nece biti dovoljno napona da se gornji fet dovoljno
otvori i javlja se nepravilan rad HB-a-otvara se samo donji fet-pretvarac ne moze isporuciti dovoljnu snagu. Ako je sve dovoljno dimenzionisano, nece biti stete
dok taj C16 ne dostigne u vise ciklusa otvaranja donjeg feta potreban napon.-
---------------
ja empirijski-"ruskom" matematikom odredjujem-dimenzionisem prekidacke fetove.
Recimo, za trazenih 500VA na izlazu ne racunajuci gubitke, struja primara trafoa je 500/160=3,125A. U to se ukalkulisu prelazne pojave i samo tu cifru
pomnozim sa tri, znaci da zadovoljava prekidacki fet koji kontiunirano, na 100*C moze podnijeti priblizno struju 10A. U DS-u je data struja na 25*C
nerijetko i na 100*C i biram takav fet.
Driver se bira po energiji za pobudu prekidackog feta, u DS-u data kao total gate Qcharge. Energija punjenja i praznjenja kondenzatora je ista, ali se
fet mora ugasiti u pauzi izmedju impulsa vodjenja, otuda oni ubrzivaci praznjenja u vidu dioda koje si stavio u gejtove-prema driverima.-
pOz

Danas sam dobio nove djelove pa sam opet slozio samo pwm modul i nasao gresku u radu , mozda netko moze dati upustva sta me zeza ?
Radi se o tome da mi je signal iz SG3525 odlicno oblikobvan i sa dovoljno vremena izmedju impulsa kako nebi oba FET provela u isto vreme , medjutim na izlazima sa IR2110 imam smetnje gdje se na izlazu koji je HIGH output imam spice koje ocito otvore gornji FET u isto vreme kada se otvori i donji te izgore fetovi i PWM modul .
Ako imate kakav savjet dobro bi mi dosao , frekvencija izlazna je 80 kHz ?

Prvo na koji nacin je mjereno? Osciloskop da bi ispravno mjerio, masa na srednjoj tacki izmedju fetova, sonda na izlazu drivera, mora biti
izolovan od mreze- mozda baterijski, a pozeljno je i da se SMPS napaja preko razdvojnog trafoa.-
Za te svrhe koristim neko "nedonosce" mali Panasonic koji ima baterijsko napajanje i za svaki slucaj mrezni gajtan uklonim.-
pOz

Osciloskop je odspojen s uzemljenja tako da se moze mjeriti i na mrezi bez odvojnog trafoa , medjutim sam PWM modul je spojen preko adaptera od 18V .
Sonda 1 je spojena na HIGH tako da je GND spojen na zajednicku tocku koja spaja 2 FET ( srednja tocka takozvani float ) dok je sonda 2 spojena na GND i na LOW dio i on pokazuje ok .
Probao sam da zamjenim sonde ali uvjek ti pikovi se pokazuju samo na HIGH izlazu dok kao sto se vidi na slici LOW je ok kao i oba izlaza na SG3525 .

Kad mjeris Hi izlaz, odspoji Lo sondu, vidi sta se dogadja?.-
pOz

emiSAr , moja pogreska , deformacija je na LOW izlazu ne na HIGH .
Ako odspojim sondu sa GND jednu nista m mi ne pokazuje samo ravna crta a ako spojim onda mogu da mjerim oba kanala.
Uglavnom nakon par minuta IR2110 je poprilicno vruc sto se nebi nikako smjelo desavati.

Imate li ideju sta bi mogao da bude problem ?

18V napajanje, da nije mozda punjac od laptopa?
Punjac ima izmedju DC izlaza minusa i primara-mreze kondenzator od 1 do par nF. Moga bi biti uzrok problema.-
pOz

Mislim da sam nasao , pin 2 od IR2110 nije bio spojen na masu a trebao je biti , polemio ga za masu i sad signal djeluje sasvim solidno .
Sada mi ostaje da promjenim fetove na glavnoj pcb , sve jos jednom da pregledam pa da probam opet , nadam se ovaj put s mnogo vise srece nego prosli .

Hajde da odgovorim na ranije postavljeno pitanje kako se odredjuje indukcija u jezgri. Iz DS-a jezgra uzima se taj podatak. Prilozicu jedan dijagram koji pokazuje vezu indukcije u jezgru u funkciji frekvencije. Dijagram vrijedi za sve ferite, jedino iz DS-a moras pripaziti do koje frekvencije jezgro sa podnosljivim
gubicima moze raditi. Frekvencija je u Hz a indukcija u Gausima 1T=10000 Gausa.-
pOz

Po ovome dolazimo da je pri 80 kHz oko 1500 gausa , medjutim bez daljnjeg pojasnjenja meni to bas neznaci previse , pa ako moze da pojasnite zbog cegaq je sta bitno tu ?

Vec sam ranije pomenuo da vecina ATX napajanja u primaru-HB topologija ima 40 navojaka, neki noviji imaju 38, motano u dvije sekcije,
do jezgra polovina primara, kompletan sekundar, ma koliko ih bilo, i onda slijedi druga polovina primara, namotaji se logicno vezuju serijski.
Kako su jezgra priblizno iste povrsine, a mijenja se snaga i radna frekvencija, iz obrazca za proracun pada napona po jednom navojku, vidljivo da je
samo indukcija i to delta B, promjena indukcije odlucujuci faktor. U HB topologiji, kao i pus-pul delta B je dvostruko visi od dopustene iz DS-a indukcije
u jezgru jer u jednoj poluperiodi struja primara je u jednom smjeru, u drugoj poluperiodi u drugom smjeru i po tome delta B je jednako 2B dopusteno za
taj materijal i tu frekvenciju
--------------
Bilo koji trafo, pa i SMPS najbolje iskoristenje, najmanje gubitke ima kada se gubici u jezgru izjednace sa gubicima u namotajima.
U DS-u za konkretni materijal postoji podatak za gubitke izrazen u kW/Toni matewrijala za datu frekvenciju.
Konkretno jezgro ima konacne i stalne dimenzije pa time moze disipirati odredjenu snagu koja se moze izracunati iz tezine jezgra za izabranu
frekvenciju-a frekvenvencija je ta koja diktira maksimalnu indukciju a time i radnu temperaturu jezgra.-
pOz

Danas sam pokrenuo smps prvo sa zaruljom umjesto primara , nakon toga sa zaruljom u seriji s napajanjem iz mreze 230V a nakon toga s transformatorom te otpornikom od 45R u seriju s napajanjem iz mreze .
Bez trosila je to sve radilo ok , medjutim nakon sto sam spojio teret od 3R nakon samo par sekundi pocelo je nesto da lupa u jezgri trafica , kada sam ugasio vidio sam da je dioda D7 probila izmedju anode A1 i katode te samo par sekundi nakon toga i fetovi.

Ono sto me buni jeste da su diode MBR4045 , znaci za napon od 45V , a ja nakon ispravljanja imam svega 28V , pa me buni kako onda da su probile .

Transformator na primaru ima 4x0.5 mm zicu sa ukupno 19 namota dok sekundar ima 5x0.8 mm zicu sa 2x5 namota .

Iako je u pitanju cetvrtasti signal, frekvencija i nije toliko bitna koliko brzina tranzicije, uzlazna ivica, izlazni filter za zdrav rad HSW pretvaraca, ako nemas strogo proracunatu storage zavojnicu treba imati L ulaz.
baci pogled na prilozenu tabelu.-
pOz

Ja u takvim ispravljacima postujem ono sto me naucio pok "matori" -Mirko Vožnjak, mnozim napon sa Pi (3,14) i takve PIV diode koristim.-
pOz

emiSAr , znaci dioda bi morala da drzi izlazni napon x 3.14 , 24V x 3.14 = cca 75V , a prema ovome struja bi morala da bude 1.57 znaci mogu da zaokruzim na x2 odnosno 21A x 2 to je 42A ?

HSW pretvarac, kada startuje, izlazni elektroliti prazni, startuje fakticki u kratkom spoju. Zato napisah L ulaz izlaznog filtera, ublazi udarnu struju, koja se transformacijom vraca na primar i time preopterecuje prakidacke elemente, BJT ili IGBT ili MOSFET-ove, nebitno.
Kod HSW, iako je signal zvanicno cetvrtka, i po toj logici reverzni napon dioda je duplo veci od sekundarnog, raznorazni spicevi iziskuju i neku
rezervu u naponu, pa ono Pi puta vazi i ovdje. Diode kod dvosmjernog ispravljanja su u spicu opterecene sa 1,57 i izlazno kod sinusnog oblika
signala, kod cetvrtke su upterecene sa I Izlazno, ali uvijek treba ostaviti rezerve diodi da mirno radi.
Izlazna frekvencija koja se javlja na plusu dioda prema elektrolitima je duplo veca, zbog konfiguracije ispravljaca, od frekvencije trafoa.
I 10 mikrohenrija dobro smiri situaciju na ulazu izlaznog filtera (proracunaj Xl za svoju frekvenciju) i vidjet ces koliko puta se smanji udarna struja kako kroz diode,
povratno i kroz prekidacke elemente.
Tih 10uH moze biti namotano na zuto-bijelo jezgro iz AT-ATX napajanja, paziti na jacinu magnetnog polja H, odnosno na amperzavojke, da jezgro ne bude zasiceno,
i ispravljac -pretvarac ce mirno raditi. U topovanoj temi SMPS za pojacalo ima postavljenih linkova ka Amidon-(Micrometals) jezgrima od zeljznog praha
i kalkulator za proracun induktivnosti tih torusa.-
pOz
P.S. Sto se tice maksimalnih vrijednosti struje, u DS-u odabranih dioda vidi koje su vrijednosti, date su za odredjenu sirinu impulsa, kako za neponovljive spiceve, tako i za ponovljive. Reverzni napon dioda bar tih 3,14 puta izlazni napon (ima tu nesto rezerve) ali mirnije se spava, i nema bijelog dima iz tog
razloga.-

Danas sam izmjenio fetove koji su probili nakon zadnjega testa , stavio nove , spojio trosilo direktno na sekundar (zicani otpornik od 15 R 50W ) te u seriju sa mreznim napajanjem spojio 45R otpornik te izvrsio testiranje smps.
Na prvu ruku FET su totalno hladni i negriju se ni malo , potrosac je vrel da sam se i opekao , ono sto mene brine jeste da mi je signal dobi blago zaobljen oblik te sada vise lici na pilasto kvadratni signal nego na kvadratni , ne znam dali zbog toga sto se sada napaja preko otpornika od 10 k s kondenzatora u primarnom djelu koji je 310V u startu a kasnije preko jednog sekundarnog namota koji je izveden za napajanje cjelog PWM sklopa , pa je premala struja ili zbog fetova ali oni su isti ?

Na prvoj slici je signal na Q2 , odnosno na niskom signalnom izlazu dok je na drugoj slici izlazni napon na sekundaru sa spojenim potrosacom od 15 R.

emiSAr , evo osnvnih podataka kod mjerenja .

Pri punom radu bez regulacije napona na sekundaru , pri opterecenju od 300W imam 30V ( plan je da bude od 12 do 24V regulacija ) , to je sa prikljucenim otpornikom od 3R kao potrosacem , ukupna potrosnja je 336W sto znaci da imam oko 33,6W gubitaka odnosno malo vise od 10% , vjerujem da je to ok ?
Power faktor mi je trenutno 0.87 kod opterecenja od 300W a kod opterecenja od 100W on je 0.76 .
Ono sto me trenutno muci jeste da mi se jezgra zaista poprilicno grije i nakon samo par minuta rada ( cca 3 do 4 min ) ona je vec na nekih otprilike 45 do 50 stepeni ( dali je to normalno , u planu je da bude prisilno hladjenje kompletnog smps ?) , te mi se jako grije otpornik na snubberu kod primarnog djela to je R13 .
Fetovi su totalno hladni nakon tih par minuta rada cak se nisu niti umlacili .
Potrosac je spojen na sekundar bez ispravljackih dioda tako da je struja izmjenicna na njemu i naravno visoko frekventna .
U seriju sa mreznim naponom imam 30R otpornik spojen kao zastitu da malo ogranicim struju dok ne bude sve radilo ok .

Ulazni napon je 226 VAC prema mjerenjima a struja je 1.64A konstantno .
Prema tome mi izlazi da na otpornicima imam takodjer oko 40W gubitaka sto je i realno .

Frekvencija switchera je 87 kHz , jezgra je EE 42/21/15 ZP40 ( trebala bi biti poput PC40 ) , primar ima 19 namota (4 x 0.5 mm ) a sekundra je 2 x 5 namota ( 5x0.8 mm )

Na 87 kHz maksimalna debljina zice 0,45mm da bi bio ispostovan faktor vodjenja cijelom povrsinom provodnika.
Imat ces jos znacajnih gubitaka na ispravljackim diodama.
Jezgro i kalemsko tijelo hladno podnose 100*C i obrati paznju na kvalitet izolacije zice kojom se mota.-
pOz

emiSAr , da na zalost trenutno nisam imao ali cu ju naravno nabaviti i koristiti , jos bi vise volio ako bi imao gdje da nabavim one pletenice za HF struje u kojima ima hrpa malih licni od cca 0.22 mm ili tako nesto slicno , imali to gdje da se kupi , vidio sam ih kod kolege koji mota transformatore , ali on je dobio od narucitelja trafica tu zicu da koristi ?

Napokon sam isprobao smps direktno na mrezi , radna struja mi je 1.85A pri opterecenju sekundara sa 3R otpornikom i pri izlaznom naponu od 30,27V .
Ono sto me je iznenadilo kod HB smps je jako nizak pofer faktor od svega 0.6 pri potrosnji od oko 400W sto mi djeluje premalo , zakonom o efikasnosti elektricnih uredjaja EU minimalni Pf koji je za snage iznad 100W je 0.8 , efikasnost mi se krece oko 72% sto mi je isto poprilicno malo i to bih volio doterati do >80% .
Posto se sama jezgra poprilicno grije pretpostavljam da su na njoj gubitci dosta veliki , sami FET su hladni u radu , pa pretpostavljam da na njima nema velikih gubitaka ?

Ne trebaju ti nikakve pletenice, nisi na megahercima, vec da se izracuna skin efekat pri max frekvenciji da bi se struja rasporedila po zapremini zice. Ili ispunila poprecni presek maksimalno.
Ako treba vise struje, koristi se bifilarno ili trifilarno motanje, dok ne dodje na red folija..

Prije svega sam mislio radi toga sto je vec gotovo upleteno sa hrpu malih licni , ovako mi izlazi da za sekundarni dio mogu da koristim max 0.45 mm zicu cak ni nju vec 0.4 mm a onda moze podnjeti max struju od 0.36 A , s malo tolerancije znaci imam 3 zice za 1 A , pri struji od 21A izlazi da moram imati 64 zice za sekundarni namot .

Kod primarnog djela je to nesto blaze ali opet ako se uzme da je pik struja 8A dodjemo da mi treba 24 zice za primarni namot .

Mozete li da mi date savjet , kako bi vi rjesili taj problem ako bi dizajnirali tranformator koji bi radio na tih 87 kHz , na jezgri EE42/21/15 , gdje je max sekundarna struja u konstantnom radu 21A a izlazni napon 24V ?

Imas dvije opcije: uzeti vece jezgro
-Primar i sekundar motati bakarnom folijom.okrugla zica u pletenici zauzima previse dragocjenog prostora. Debljina folije se uzima za po skin efektu
potrebnu frekvenciju, a recimo kod debljine folije od 0,4mm i sirine 20mm(za to jezgro) potrebna povrsina provodnika je 20x0,4=8 mm2-znaci za 21A moze
tanja folija.-Folija se medjuslojno izoluje kapton trakom potrebne sirine-podnosi temperaturu i medjuslojni napon.-
Kod tog E42/21/15 jezgra prozor (prostor za motanje) kad se izbije prostor za kalemsko tijelo i neophodne margine (odmaci namotaja od jezgra) postane
vrlo kritican za smjestaj potrebnih namotaja.-
pOz

emiSAr , dali mi mozete reci na koji nacin se izracuna induktivitet koji se mece poslje ispravljackih dioda , meni treba kako bi smirio napon prema kondenzatorima te ujedno da prigusi struje kratkog spoja punjenja kondenzatora ?
Max. izlazni napon je 24V i struja 21A za kontinuirani rad .

Drugo sto me muci , to je regulacija izlaznog napona koja se vrsi tako da preko optokaplera gasi SG3525 a koja me zeza jer se krece unutar +/-3V , pokusao sam to da regulisem na softstart pinu preko koga se ustvari upravlja sa sirinom impulsa , odnosnom omjerom signal pauza i tu mi radi jako dobro samo ne znam dali je to normalan nacin rada za smps , sa time mogu da regulisem izlazni napon od 3 do 24V ?

Zadrzi i dalje gasenje naponom koji je na gornjoj granici kako si zamislio preko optokaplera i vanjske naponske reference.
Kao i svi SMPS kontroleri i SG3525 ima pojacalo greske-komparator koji u konacnici vrsi upravljanje sirinom impulsa. Sam kontroler ima prilicno dobru naponsku
referencu i poredeci uzorak izlaznog napona koji je uvijek visi od 5V koliko je naponska referenca samog kola, sa izlaza naponskim razdjelnikom napravis
povratnu vezu kao na prilozenoj slicici koja je skinuta sa stranice jednog njemackog radioamatera za ilustraciju. podloga je crvena jer mi se nije dalo puno oko pretvaranja formata snimka baviti.-


Vo je izlazni napon, na pinu 16 je 5V, preko otpornika vraceno na pin 2, malo umireno kapacitetom da nema oscilovanja i to je to.
Proracun izlazne prigusnice vazi za jedan napon i jednu struju, kod promjenjljivog napona i struje, (opterecenja) gube se uslovi proracuna pa je dovoljno kao sto sam napomenuo ulaz u izlazni filter napraviti sa prigusnicom desetak uH.-
pOz

emiSAr , evo opet ja , vec sam izludio s ovim smps .

Napravio sam nekoliko promjena na shemi sto je dovelo do novih problema a slabo sta od starih da je rjeseno.
Uglavnom novi problemi su sljedeci :
Sada mi transformator ima zujanje u radu sto do sad nije bio slucaj .
Regulacija napona na sekundaru s ovom shemom sad ni pogotovo ne radi , prije je bar izmjenom otpornika R10 se mjenjala vrednost sekundarnog napona a sada ni to ne radi (prije se izmjenom R10 kretala od 14 do 23.8V a sada je stalno na 14V ) .
Izlazne diode i FETovi se jako griju , za cca 3 min budu 60 stepeni , sto je puno brze nego ranije .
Kad gledam na osciloskop , PWM signal nakon gasenja , odnosno kad padne na nulu dobije harmonik koji radi skoro stalno do sljedece periode , zar nebi trebao da bude cisti kvadrat bez tih harmonika ?

Dali mi molim vas mozete pomoci vezano za taj smps , i dali se mozem cuti preko maila ili PP ?

Evo link do SMPS pretvaraca nastalog prije 30 i kusur godina-uradjen u ne znam ni koliko primjeraka-napajanje amaterskih radiostanica.
Koristi SG3525 i uporedi svoju semu sa postavljenom u nekom od ranijih postova. Frekvencija je ovdje niza, ali ne mijenja sustinu.
http://www.qrp4u.de/docs/en/smps_new/
Zujanje u SMPS trafou moze nastati ili kao plod nedovoljnog stezanja jezgra ili ako usled kakve greske u izvodjenju sam pretvarac dobije
"aritmiju"-nepravilno provodjenje prekidackih elemenata. Usredoci se na sam oscilator i regulaciju-pobuda je ovdje preko trafoa.
Preko ES posalji email pa ti odgovorim i imamo izmjenjene e adrese. Do srijede sam prilicno zauzet-ponedjeljak unuk krece u skolu-prvacic-u
utorak sam na sudu.-
pOz